Усилитель с токовой обратной связью (Лозицкий)

Многие фирмы выпускают интегральные ОУ с токовой обратной связью (ОУОСТ). Динамические параметры ОУОСТ впечатляют: частотная полоса перешагнула гигагерцовый рубеж, а максимальные скорости изменения выходного сигнала измеряются сотнями и тысячами вольт в микросекунду. Сравним параметры ОУ с обратной связью по напряжению и ОУ с обратной связью по току:

Достоинства:
более высокая максимальная скорость нарастания/спада выходного сигнала;
меньшие нелинейные и интермодуляционные искажения;
более широкая полоса пропускания и глубины обратной связи.

 

Недостатки:
более высокое напряжение смещения входа;
более высокий уровень шума;
необходимость использования сравнительно низкоомной цепи обратной связи;
меньшее значение коэффициента подавления нестабильности питания.

Рис.1 – функциональная схема типичного ОУОСТ:

функциональная схема типичного ОУОСТ

Механический перевод схемных решений аналоговых ИМС на дискретные компоненты не дает ожидаемых результатов. Компоненты ИМС (транзисторы, резисторы) изготовленные в одном технологическом цикла и близко расположены на кристалле, имеют хорошо согласованные параметры и практически равные температуры. Степень согласованности однотипных дискретных компонентов значительно ниже, а их температуры могут существенно отличаться. При дискетной же реализации токового зеркала предсказуемость и стабильность его параметров может быть обеспечена только путем включения в эмиттерные цепи транзисторов токостабилизирующих резисторов. В усилителе коэффициенты передачи отражателей тока выбраны равными двум и определяются сопротивлениями R8, R11, R14, R18. Резисторы R5, R6, R9, R10 обеспечивают температурную стабилизацию тока покоя транзисторов VT5, VT6.

Рис.2 – схема усилителя с токовой обратной связью:

схема усилителя с токовой обратной связью

Отмеченный выше недостаток ОУОСТ в повышенном уровне напряжения смещения входа становится серьезной проблемой, поскольку дискретные транзисторы имеют большие разбросы напряжений переходов база-эмиттер. Проблема решается с помощью цепи компенсации постоянной составляющей выходного напряжения усилителя, в которую входит резистор R1 задания смещения на базы входных транзисторов VT2, VT3 и интегратор, реализованный на компонентах DA1, С17, С23, R29, R32. При использовании в интеграторе ОУ с малыми входными токами уровень постоянной составляющей напряжения усилителя примерно равен напряжению смещения ОУ DA1.

Таблица 1:

Компоненты ОУОСТ Соответствующие компоненты усилителя
VT1, VT2, VT3, VT4 VT2, VT3, VT5, VT6
Источник тока I1 VT1, HL1, R2, R4, C4
Источник тока I2 VT4, HL2, R3, R7, C7
Токовое зеркало 1 VT7, VT9, R8, R14
Токовое зеркало 2 VT8, VT10, R11, R18
Буфер VT11-VT17, R15-R17, R19-R28, R30, R31, C13-C16

Включение в цепь обратной связи интегратора повышает порядок передаточной функции усилителя, превращая его в фильтр высокой частоты 2 порядка с параметрами:

FP = 1/2π √ K / (C3 · R1 · C23 · R32)

Q = K (C3 · R1 / C23 · R32)

K – коэффициент усиления;
FP – частота пары полюсов, реализуемых фильтром;
Q – добротность пары полюсов, реализуемых фильтром.

При величине Q>0,707 АЧХ усилителя имеет выброс в области низких частот, что нежелательно. Номиналы C3, C23, R1, R32 следует выбирать так, чтобы обеспечить величину Q≤0,5, при которой фильтр реализует вещественную пару полюсов. Указанным на схеме номиналам соответствует величина Q=0,36, при которой гарантировано обеспечивается монотонный спад АЧХ усилителя в области низких частот.

Негативное влияние другого недостатка – сравнительно небольшое подавление пульсаций питающих напряжений – значительно ослабляется за счет использования стабилизированных источников питания входных повторителей на VT1, VT4, HL1, HL2, R2-R4, R7, C4, C7.

Начальное смещение транзисторов выходного буфера задается с помощью VT11, R15 и R17, которые образуют схему так называемого умножителя напряжения перехода баз-эмиттер:

VceVT11 = VbeVT11 (1 + ( (R15 + R16) / R17) )

VceVT11 – напряжение между выводами коллектор-эмиттер;
VbeVT11 – напряжение между выводами база-эмиттер.

Величина множителя напряжения Vbe устанавливается R15 приблизительно равной шести, то есть числу прямо смещенных эмиттерных переходов транзисторов, используемых в выходном буфере. Для снижения температурного дрейфа тока покоя VT16, VT17 – включение в их эмиттерные цепи резисторов R22, R23, R25-R28, R30, R31. Выбор номиналов указанных резисторов является компромиссом между стабильностью тока покоя мощных резисторов и КПД усилителя.

R9, R10 зашунтированы C8, C9, по переменному току включены параллельно и выполняют две функции одновременно: стабилизируют ток покоя VT5, VT6 и являются нижним плечом делителя напряжения цепи общей отрицательной ОС усилителя. Верхнее плечо делителя напряжения цепи ОООС образовано включенными параллельно по переменному току резисторами R12, R13. Коэффициент усиления УМЗЧ может быть рассчитан по формуле:

К = 1 + Reqv1 / Reqv2

Reqv1 – эквивалентное сопротивление параллельно включенных резисторов R12 и R13;
Reqv1 – эквивалентное сопротивление параллельно включенных резисторов R9 и R10.

Динамические характеристики усилителя определяются частотными свойствами и режимами работы транзисторов, а также сопротивлениями R12, R13 цепи ОООС и ёмкостью С12 частотной коррекции. Вариации коэффициента усиления УМЗЧ синхронным изменением R9, R10 ширина полосы изменяется незначительно. Этим усилитель с токовой ОС принципиально отличается от традиционных УМЗЧ, у которых произведение коэффициента усиления на ширину полосы пропускания является постоянной величиной.

Таблица 2 – КНИ для различных сочетаний выходной мощности на частотах 1 кГц и 10 кГц:

Условия тестирования КНИ (%)
F (кГц) Pвых (Вт) Rнагр (Ом)
1 7,5 8 0,00099
1 25 8 0,00198
1 15 4 0,00151
1 50 4 0,00229
10 7,5 8 0,00127
10 25 8 0,00216
10 15 4 0,00141
10 50 4 0,00290

Анализ показателей усилителя с помощью программы OrCAD 9.2 при условиях:

  • номинальные значения напряжений источников питания: ±27 В и ±15 В;
  • ток покоя VT16, VT17 = 130 мА;
  • нагрузка усилителя 4 Ом;
  • емкость С12 = 220 пФ;
  • источники испытательных сигналов имеют нулевое сопротивление.

Таблица 3 – Зависимость основных характеристик от емкости корректирующего конденсатора:

Емкость С12 (пФ) Верхняя частота полосы пропускания на уровне -3 дБ (МГц) Запас устойчивости по фазе (°) Максимальная емкость нагрузки (пФ) Максимальная скорость изменения выходного сигнала (В/мкс)
нарастания спада
51 27,09 70,44 1300 пФ 1388 1859
75 14,18 77,71 2200 пФ 953,4 982,3
100 10,11 80,89 4000 пФ 722,1 750,5
220 4,41 85,87 336,8 339,7
330 2,93 87,17 225,7 225,8
470 2,05 87,93 158,5 158,4

В результате анализа получены следующие данные:

  • коэффициент усиления на частоте 1 кГц: 10,1;
  • выходная мощность при уровне нелинейных искажений: 72 Вт/4 Ом;
  • нижняя граница полосы пропускания на частоте 4,9 Гц: 3 дБ;
  • входное сопротивление на частоте 1 кГц: 12,9 кОм;
  • выходное сопротивление на частоте 1 кГц: 0,000433 Ом;
  • проникновение на выход пульсаций с частотой 100 Гц порядка 1,3 мВ/В при пульсациях одного из источников и около 0,13 мВ/В при симметричных противофазных пульсациях двух источников.

Рис.3 – АЧХ усилителя при вариации емкости корректирующего конденсатора С12:

АЧХ усилителя при вариации емкости корректирующего конденсатора С12

Отклик усилителя на входное воздействие представляет собой последовательность импульсов с параметрами:

  • размах напряжения: 3 В;
  • период следования импульсов: 1 мкс;
  • длительность нарастания и спада импульсов: 2;

Полученные результаты дают выводы:

  • динамические характеристики УМЗЧ могут предсказуемо варьироваться в широких пределах путем изменения емкости С12 частотной коррекции;
  • в звуковом диапазоне частот нелинейные искажения УМЗЧ слабо зависят от частоты (при увеличении частоты на порядок искажения увеличиваются не более чем в 1,26 раза);
  • питание силовой части УМЗЧ может осуществляться от нестабилизированных источников со значительным уровнем пульсаций.

Рис.4 – АЧХ усилителя при вариации емкости нагрузки:

АЧХ усилителя при вариации емкости корректирующего конденсатора С12

Теперь следует сказать о назначении С15, С16. В процессе моделирования выяснилось, что при отсутствии этих конденсаторов и высокой скорости нарастания выходного напряжения УМЗЧ скорость увеличения эмиттерных токов транзисторов VT14, VT16 верхнего плеча буфера существенно превышает скорость уменьшения эмиттерных токов транзисторов VТ15, VT17 нижнего плеча буфера. При быстром спаде выходного сигнала УМЗЧ события развиваются «с точностью до наоборот» эмиттерные токи транзисторов VТ14, VТ16 уменьшаются медленнее, чем возрастают токи транзисторов VТ15, VТ17. Фактически складывается следующая ситуация: преобразователь ток-напряжение (отражатели тока) обеспечивают столь высокую скорость изменения входного напряжения буфера, что она вызывает динамическую перегрузку последнего. Динамическая перегрузка буфера имеет, как минимум, два негативных последствия:

  • через пары транзисторов VТ14, VТ15 и VТ16, VТ17 протекают значительные пульсирующие сквозные токи;
  • для восстановления буфера после снятия перегрузки требуется определенное время.

Конденсаторы С15, С16 форсируют процесс закрывания тех из транзисторов VT14-VT17, эмиттерные токи которых в данный момент должны уменьшаться, что практически устраняет динамическую перегрузку выходного буфера. На рис.6 приведены временные диаграммы эмиттерных токов транзисторов VT16, VТ17, полученные в результате двухвариантного моделирования УМЗЧ: при наличии и отсутствии конденсаторов С15, С16.

В обоих случаях на вход УМЗЧ подавался гармонический сигнал с амплитудой 2 В и частотой 1,8 МГц. На диаграммах хорошо видно, что при наличии конденсаторов С15, С16 транзисторы VT16, VТ17 находятся в проводящем состоянии поочередно, что исключает возможность протекания через них значительных сквозных токов. При отсутствии этих конденсаторов транзисторы VТ16, VT17 одновременно находятся в проводящем состоянии (на протяжении всего периода усиливаемого сигнала), что и предопределяет наличие сквозного тока. Здесь важно отметить, что при дальнейшем увеличении скорости изменения (частоты и/или амплитуды) входного сигнала процесс нарастания сквозного тока мощных транзисторов приобретает характер лавины. При отсутствии конденсаторов С15, С16 и увеличении частоты входного гармонического сигнала с 1,8 до 2 МГц (амплитуда по прежнему равна 2 В) сквозной ток транзисторов VТ16, VТ17 возрастает до катастрофической величины, приблизительно равной 48 А.

Рис.5 – Временные диаграммы – отклик усилителя на входное воздействие:

Временные диаграммы - отклик усилителя на входное воздействие

Моделирование показало, что в УМЗЧ могут использоваться современные транзисторы других типов. Так, в частности, при замене VТ1 , VТ2, VT6, VT13 и VТ3, VТ4, VТ5, VТ12 на транзисторы соответственно КТ6116А (2N5401) и КТ6117А (2N5551) основные параметры УМЗЧ даже несколько улучшаются. Если коэффициенты передачи отражателей тока установить равными единице (использовать резисторы R14, R18 с номиналом 30 Ом), то транзисторы VT7, VТ9 и VТ8, VT10 также можно заменить на транзисторы типов КТ6116А и КТ6117А. Сложнее обстоит дело с возможностью замены мощных транзисторов VТ16, VТ17. Комплементарные транзисторы D44Н11, D45Н11 фирмы Motorola характеризуются уникальным сочетанием параметров:

  • максимально допустимое напряжение коллектор-эмиттер – 80 В;
  • максимальный ток коллектора – 10 А;
  • граничная частота коэффициента передачи тока – не менее 40 МГц.

Подобрать адекватную замену этим транзисторам из отечественных автору не удалось. Однако при некотором ухудшении динамических характеристик в УМЗЧ вполне могут использоваться мощные низкочастотные транзисторы. Сравнительный анализ исходной схемы (рис.2) УМЗЧ и варианта, в котором использовались низкочастотные транзисторы VТ1б, VT17 типов 2N3055, МJ2955 (отечественные аналоги КТ819, КТ818), показал следующее:

  • при использовании низкочастотных транзисторов ухудшение АЧХ (сужение полосы, выброс АЧХ в области высоких частот) имеет место при емкости корректирующего конденсатора С12 меньшей 220 пФ;
  • при емкости конденсатора С12, превышающей 220 пФ, динамические характеристики (АЧХ, максимальная скорость изменения выходного сигнала, устойчивость при работе на емкостную нагрузку) обоих вариантов схемы практически одинаковы.

Потенциальные возможности усилителя могут быть реализованы только при оптимальной топологии печатной платы (ПП), минимизирующей паразитные электромагнитные связи, которые могут оказывать существенное негативное влияние на характеристики УМЗЧ. Учитывая специфические особенности усилителя (сравнительно небольшой коэффициент усиления по напряжению и низкое входное сопротивление, большие уровни токов выходного буфера, достаточно широкая полоса пропускания) можно сделать вывод о том, что доминирующими видами паразитной связи в УМЗЧ являются:

  • связь через конечное сопротивление общего участка «земляной» шины;
  • связь через внутреннее сопротивление и соединительные провода источников питания.

Методика минимизации паразитных связей через общие участки «земляной» шины очевидна: топология ПП и проводной монтаж усилителя должны исключать протекание больших токов выходного буфера и малых токов входных каскадов (входной повторитель, преобразователь ток-напряжение) через одни и те же (общие) участки «земляной» шины. Следует, однако, заметить. что очевидность методики вовсе не означает простоту практической реализации ее рекомендаций. Ослабление паразитных связей через внутреннее сопротивление и соединительные провода источников питания достигается следующими мерами:

  • использованием низкочастотных (оксидных) и высокочаотных (керамических) развязывающим конденсаторов;
  • использованием отдельных (слаботочной и сильноточной) шин питания преобразователя ток-напряжение и выходного буфера;
  • использованием стабилизированных напряжений для питания входных повторителей напряжения;
  • подключением источников питания +27 В и -27 В отдельными витыми парами проводов минимально возможной длины.

Изложенные рекомендации иллюстрирует рис. 7, на котором условно изображены элементы и проводники, в наибольшей степени влияющие на уровни паразитных связей.

Рисунок 7:

элементы и проводники, в наибольшей степени влияющие на уровни паразитных связей

На рис. 7 жирными линиями выделены проводники, по которым протекают переменные или пульсирующие токи значительной величины. Точка, помеченная буквой «А», является опорной силовой «землей», которая соединяется с точками сигнального заземления отдельным печатным проводником (возможно, несколькими). Печатные проводники слаботочных шин питания должны начинаться в точке подключения выводов электролитических конденсаторов С20, С21. Желательно чтобы эти конденсаторы имели малую величину эквивалентного последовательного сопротивления (ЕSR) на высоких частотах. Точки запайки потенциальных выводов керамических конденсаторов С18, С10 должны находиться в непосредственной близости от точек подключения выводов коллекторов транзисторов VТ16, VT17. Точки запайки выводов керамических конденсаторов С10, С11 должны находиться рядом с точками соединения соответствующих выводов пар резисторов R8, R14 и R11, R18. «Заземленные» выводы всех развязывающих конденсаторов должны соединяться с опорной землей (точка А на рис.7) отдельными печатными проводниками достаточной ширины и минимально возможной длины.

Помимо этого при разработке конструкции усилителя необходимо учитывать следующие рекомендации:

  • транзистор VТ11 необходимо укрепить на радиаторе мощного транзистора VТ16 (или VT17). Место расположения транзистора VT11 на радиаторе и тепловое сопротивление корпус транзистора-радиатор подбирается экспериментально по приведенной ниже методике;
  • интегральные стабилизаторы напряжений ±15 В (на рис.2 не показаны) желательно разместить непосредственно на печатной плате УМЗЧ. Рекомендуемые типы стабилизаторов КР1157ЕН15А, КР1179ЕН15;
  • если не представляется возможным разместить транзисторы VТ16, VT17 так, чтобы их выводы запаивались непосредственно в печатную плату, необходимо использовать жгуты минимально возможной длины, состоящие из трех свитых проводников с сечением жилы не менее 0,5 мм2.

Важно понимать, что реализация перечисленных конструктивных мер существенно ослабляет нежелательные паразитные связи, но принципиально не может подавить их до нулевого уровня. Негативное влияние остаточных паразитных связей заключается, как минимум, в искажении амплитудно-частотной и переходной характеристик усилителя. Во многих случаях внешние проявления действия паразитных связей (но не сами паразитные связи!) могут быть ослаблены “грубой силой”, а, именно, увеличением емкости корректирующего конденсатора С12. Однако это только кажущееся решение проблемы, поскольку за него приходится расплачиваться неизбежным ухудшением динамических характеристик усилителя: как минимум, сужается частотная полоса и уменьшаются максимальные скорости изменения выходного сигнала. Существует распространенное заблуждение, которое заключается в том, что ухудшение качественных показателей, обусловленное паразитными связями (конструктивными факторами), «списывается» на схемотехнику усилителя, т.е. по существу делается неверный вывод о предельных возможностях схемного решения УМЗЧ. К сожалению, не существует методики испытании усилителя, которая позволяет по раздельности количественно оценить вклады «схемной» и «паразитной» составляющих в ухудшение параметров УМЗЧ. Вывод из сказанного очевиден: достижение высоких качественных показателен УМЗЧ возможно только при сбалансирoванном качестве его схемных и конструктивных решении.

Настройка УМ3Ч сводится к выполнению трех операции:

  1. установке суммарного тока покоя транзисторов выходного буфера равным 80-150 мА с помощью подстроечного резистора R15;
  2. установке оптимальной тепловой связи транзисторов VT11 и VТ16;
  3. выбору оптимальной емкости конденсатора С12 частотной коррекции.

Перед первым включением усилителя необходимо, вo-первых, установить движок подстроечного резистора R15 в нижнее по схеме положение, во-вторых, обеспечить максимально возможную тепловую связь транзисторов VT11, VТ16 и в третьих, установить в схему конденсатор С12 с номиналом 430-620 пФ. Ток покоя транзисторов выходного буфера удобно (без разрыва силовой цепи) оценивать по общему падению напряжения на резисторах R22, R23, R25-R28, R30, R31 эквивалентное сопротивление которых равно 0,5 Ом. Оптимальной тепловой связи транзисторов VT11, VT16 соответствует равенство токов:

I0 = I0p

I0 – ток покоя транзисторов выходного буфера, измеренный после длительного (достаточного для установления теплового режима) нахождения усилителя в режиме «молчания»;
I0p – ток покоя транзисторов буфера, измеренный незамедлительно после длительного нахождения усилителя в режиме работы, при котором транзисторы VТ1, VT17 рассеивают максимальную мощность.

При гармоническом испытательном сигнале мощность рассеивания транзисторов VТ16, VT17 максимальна, когда амплитуда выходного сигнала усилителя составляет 64% от напряжения питания одного плеча усилителя. Если выполняется условие I0>I0p, то это означает, что имеет место температурная перекомпенсация тока покоя и необходимо ослабить тепловую связь транзисторов VT11, VТ16. Ослабление тепловой связи может быть достигнуто перемещением транзистора VT11 на периферийный участок радиатора мощного транзистора и/или использованием теплоизолирующих прокладок. Если же выполняется условие I0<I0p, то это означает, что имеет место температурная недокомпенсация тока покоя и необходимо всеми доступными средствами увеличивать тепловую связь транзисторов VT11, VТ16. Здесь важно отметить два момента:

  1. контроль токов I0, I0p необходимо осуществлять при закрытом корпусе усилителя, т.е. в реальных условиях охлаждения радиаторов;
  2. полная температурная компенсация тока покоя недостижима. Результат можно считать удовлетворительным, если отношение токов I0/I0p находится в диапазоне значений 0,6-1,4.

Оптимальной величине емкости корректирующего конденсатора С12 соответствует критический (граничный между колебательным и апериодическим) характер установления УМЗЧ при подаче на его вход скачка (перепада) напряжения. Практически подбор номинала конденсатора С12 необходимо осуществлять подавая последовательность прямоугольных импульсов на вход УМЗЧ и наблюдая его выходной сигнал на экране широкополосного осциллографа. Размах напряжения и частота следования входных импульсов могут варьироваться в пределах соответственно 100-200 мВ и 100-500 кГц. Длительности нарастания и спада входных импульсов не должны превышать 50 нс. Необходимо чтобы в процессе подбора номинала конденсатора С12 к выходу усилителя была подключена реальная нагрузка (акустическая система).

Автор: Сергей Лозицкий

5 комментариев: Усилитель с токовой обратной связью (Лозицкий)

  1. Роман пишет:

    Автор, выложите плиз печатку

    • Иван пишет:

      Роман, зачем вам это? Вам мало приключений? Самое странное, что мой УНЧ с полосой в 700 кГц народ поднял на смех. А ведь тому уже скоро 40 лет. А тут… опять очередное копирование структуры ОУ. Вы уверены, что описанные параметры – это не картинки симулятора? Вас не напрягла перспектива сквозных токов? Вы жаждите с этим познакомиться? С чем могу согласиться, так это с использованием D44Н11 и D45Н11. Сейчас интенсивно их использую. Транзисторы неплохие, только разброс характеристик большой. Приходится отбирать для пары.

  2. Инженер пишет:

    Все усиление по напряжению дают только транзисторы VT5,VT6 при чем входной каскад-эмиттерные повторители (усиление напряжения меньше 1. Остальные транзисторы- буфер. Кумир 001 выглядит предпочтительнее.

    • Иван пишет:

      “Все усиление по напряжению дают только транзисторы VT5,VT6…”
      Не только. В усилении также участвуют VT9 и VT10. Опять мой комментарий исчез вместе с проверкой…

  3. Никодим пишет:

    Транзисторы, использованные для усилителя, просто АТАС !
    Используйте 2N55xx, 3055 и будет Вам счастье – проверено.
    А так и этот вариант должен звучать не плохо, а ля усь СССР…

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.