Сверхлинейный УМЗЧ Матюшкина (80 Вт/4 Ом)

Отдаваемое в последнее время предпочтение ламповым выходным усилителям мощности звуковой частоты для звуковоспроизведения высокой верности трудно понять, исходя из объективного их сравнения c транзисторными УМЗЧ. Ведь по всем измеряемым характеристикам современный УМЗЧ на транзисторах существенно превосходит ламповый. На наш взгляд, измеряемыми обычно нелинейными искажениями (НИ) не исчерпываются те искажения, которые определяют качество звуковоспроизведения. B самых совершенных конструкциях транзисторных УМЗЧ уровень НИ доведен практически до слухового порога и доже ниже, поэтому сомнительно, что их можно воспринимать на слух, тем более в условиях маскировки полезным сигналом. Дело, по-видимому, в том, что обычно измеряют НИ в установившемся режиме, когда переходный процесс после подачи на вход испытываемого усилителя измерительного сигнала уже завершен и на входе, и на выходе усилителя, a в замкнутой петле общей отрицательной обратной связи (ООС) установился стационарный колебательный процесс, отвечающий c большей или меньшей точностью поступающему но вход сигналу.

Очевидно, что нелинейность усилителя проявляется гораздо сильнее во время переходного процесса (длительность которого за счет задержки сигнала в цепи ООС может быть значительной), особенно на его начальном этапе, когда действие ООС наименее эффективно (из-за упомянутой задержки). B отличие от динамических искажений, приводящих к перегрузке входного каскада на протяжении всей длительности неблагоприятного по параметрам входного сигнала — рассматриваемые переходные НИ имеются даже тогда, когда отсутствуют динамические, но только пока переходный процесс не закончен. A если учесть, что реальные звуковые программы очень далеки от стационарности и на самом деле вызывают в УМЗЧ почти непрерывный переходный процесс, то при воспроизведении таких программ HИ могут намного превышать измеренные обычными методами в одном и том же экземпляре усилителя.

Вследствие малой длительности переходного процесса по сравнению c временем лабораторных измерений, они пока «ускользают» от экспериментального изучения (для этого требуется разработка специальных методов) и в то же время легко воспринимаются на слух на протяжении звучания всей фонограммы. C этой точки зрения становится понятным преимущество ламповых усилителей: хотя измеряемый уровень НИ y них больше (это относится только к стационарному режиму), в реальных условиях лампы, как гораздо более линейные приборы, обеспечивают меньшие HИ (хотя, конечно, большие, чем те же лампы в стационарном режиме), чем транзисторы, что и обусловливает лучшее звучание ламповых усилителей.

Однако очевидны такие недостатки ламповых усилителей, кок неудобство в эксплуатации, громоздкость и большая масса, значительная потребляемая мощность при сравнительно низких КПД и выходной мощности. B этой связи выглядело бы заманчивым создание транзисторного усилителя c реальным уровнем НИ не хуже, чем y лампового. Последнее означает, что измеряемый по обычным методикам уровень НИ такого усилителя должен быть снижен но один-два порядка (!) по сравнению c лучшими образцами (желательно же – кок можно больше), чтобы НИ в нестационарном режиме имели приемлемую величину.

Однако применяемые сейчас методы линеаризации транзисторных усилителей, по-видимому, себя уже исчерпали и не позволят достичь требуемого коэффициента НИ (Q≈0,0001…0,00001 %). Поэтому была поставлена задача изучить возможность получения такого рекордно низкого уровня собственных НИ транзисторного УМЗЧ, не останавливаясь перед сложностью схемотехнических решений, а затем и решить, оправдан ли такой подход, приносит ли он выигрыш по качеству звучания по сравнению c существующими схемами.

Представляемая в настоящей роботе конструкция адресована в первую очередь самым взыскательным ценителям высококачественного звуковоспроизведения. Она разработана на основе изложенного в [1] принципа, который является усовершенствованием известного метода снижения искажений, описанного в [2].

На рис.1 изображена блок-схема двухкаскадного усилителя c передаточной функцией первого каскада К1 и второго К2, передаточной функцией β цепи общей ООС, охватывающей весь усилитель, и передаточной функцией γ цепи местной положительной обратной связи (МПОС), охватывающей первый каскад. Результирующая передаточная функция такого устройство описывается выражением:

 

К = К₁К₂/(1-γК₁+К₁К₂β)                              [1]

 

Если установить усиление в петле МПОС γК₁=1, то окажется, что в отличие от усилителя с одной ООС, у которого К = К₁К₂/(1-γК₁+К₁К₂β)  и только приближенно К≈1/β (при К₁К₂β>>1), передаточная функция данного усилителя будет точно равно 1/β. При этом глубина ООС должна быть больше глубины МПОС, т.е. К₁К₂>γК₁, что является необходимым (но недостаточным) условием устойчивости. Таким образом, при γК₁=1 подавляются все искажения, которые возникают во втором каскаде и причиной которых является непостоянство его передаточной функции (поскольку К=1/β и не зависит от К₂).

Однако абсолютно полное подавление искажений возможно только при идеальном первом каскаде. Реально же ему присущи кок нелинейные, таки частотные искажения, приводящие к отклонению передаточной функции К₁ от оптимального значения. Кроме того, она изменяется из-за колебаний питающих напряжений, температурного дрейфа и изменения со временем параметров деталей. Проблемой является и обеспечение совместной устойчивости такой сложной системы при совместном действии ООС и ПОС (второе условие устойчивости), так как введение ПОС уменьшает запас устойчивости исходной системы [2]. С другой стороны, желательно (для получения наибольшей линейности), чтобы глубина как ПОС, так и ООС была постоянной в рабочем диапазоне частот, т.е. чтобы первый полюс АЧХ системы с разомкнутыми обратными связями находился но частоте f>20-30 кГц, и частота среза в петле ПОС была также не меньше. Между тем выполнить последние требования и одновременно обеспечить надежный запас устойчивости вовсе не просто, a отступление от них значительно снижает эффективность метода. Видимо, поэтому автору неизвестны примеры использования описанного принципа подавления искажений для целей высококачественного звуковоспроизведения.

Принципиальным недостатком устройства показанного на рис.1 является, как показывает анализ, то, что петля МПОС включена последовательно в цепь ООС. Значительно улучшить работу устройства можно путем параллельного подключения петли МПОС к петле ООС, т.е. подключив вход второго каскада не к выходу первого каскада (точка 2, рис.1), а к его входу (точка 1). Блок-схема устройства, предложенного в [1], показана на рис.2. Важнейшим преимуществом такого устройства является меньший фазовый сдвиг, вносимый в петлю ООС элементами схемы МПОС (от входа устройство до входа второго каскада). Это понятно из сравнения рис.2 с рис.1, так как очевидно, что фаза сигнала в точке 2 отстает от фазы в точке 1 (рис. 1) но фазовый сдвиг, вносимый первым каскадом (и этот сдвиг может быть весьма существенным на частотах 0,2-1 МГц и выше, в области которых должно обеспечиваться устойчивость устройства).

Данное преимущество является решающим для применения этого метода компенсации искажений в высококачественных УМЗЧ, так кок вносимые при его использовании минимальные фазовые сдвиги позволяют получить достаточный запас устойчивости и тем самым обеспечить надежную роботу усилителя c МПОС.

Достоинством устройства, показанного на рис.2 является также возможность более независимого (хотя независимость эта относительная, поскольку петли, по-прежнему взаимодействуют между собой) и оптимального выбора параметров петель МПОС и ООС в соответствии с их функциональным назначением, которое существенно различно. Эта большая независимость видна из выражения для передаточной функции усовершенствованной системы:

 

К = К₂/(1-γК₁+К₂β)                              [2]

 

которое, в отличие от [1], не содержит смешанных произведений передаточных функций элементов, относящихся к различным петлям. Такое разделение невозможно в устройстве, показанном на рис. 1, где первый каскад является общей частью петель МПОС и ООС, вследствие чего его параметры определяют одновременно и свойство ООС, и свойство ПОС, из-за чего требования к этим параметрам во многом противоречивы, что также затрудняет решение задачи максимального подавления искажений.

Преимущества параллельного подключения петли МПОС к петле ООС позволяют практически реализовать устройство даже не c одной, а с двумя МПОС, взаимно усиливающими действие друг друга и тем самым улучшающими компенсацию искажений. Блок-схема такого устройства показан но рис.3, где К₁, К₂, К_З – передаточные функции трех каскадов основного канала усилителя; β – передаточная функция цепи ООС; α₁γ₁ и α₂γ₂ — передаточные функции первой и второй петли МПОС соответственно, причем равенство α₁γ₁=1 и α₂γ₂=1 устанавливаются c возможно большей точностью. Из его передаточной функции:

 

K = К₁К₂К₃/[(1-α₁γ₁)(1-α₂γ₂)+К₁К₂К₃],                        [3]

 

следует, что поскольку 1-α₁γ₁<<1, то степень подавления искажений, зависящая от выражения (1-α₁γ₁)(1-α₂γ₂), значительно больше, чем в устройстве c одной петлей МПОС, в котором эта степень определяется одним членом 1-α₁γ₁>>(1-α₁γ₁)(1-α₂γ₂). Однако самым замечательным является то, что при одной МПОС минимально достижимый уровень НИ нельзя сделать меньше искажений, вносимых элементами самой петли МПОС, a в устройстве c двумя (или более) петлями МПОС, как показывает расчет, собственные НИ каждой петли МПОС подавляются действием другой, т.е. возможно снизить НИ ниже уровня, определяемого самым линейным блоком устройства, каким должен быть контур МПОС. Это является существенным преимуществом данного метода компенсации искажений перед другими, позволяющими снижать искажения лишь до предела, определяемого собственной нелинейностью схемы компенсации.

Заметим, что все сказанное выше полностью относится к тем искажениям, которые обусловлены непостоянством передаточных функций (кроме нелинейных, это например, амплитудно-частотные). Такие искажения компенсируются в любых частях устройства, кроме цепи ООС β.

K сожалению, это несправедливо по отношению к искажениям другого типа (шумы и паразитные наводки), причины которых не сводятся к колебаниям передаточных функций. Можно показать, что эти искажения компенсируются, если они возникают в частях устройства, находящихся между петлей МПОС и выходом устройства, включая и сам выход, a возникающие между входом устройство и петлей МПОС не компенсируются. Поэтому уровень шума устройство, показанного на рис.3, определяется в основном шумовыми свойствами входного каскада.

Принципиальная схема УМЗЧ, соответствующая рис.3, изображена на рис.4. Для получения как можно более низкого уровня НИ основной канал усилителя (без МПОС) задуман кок достаточно линейный УМЗЧ. для этого все каскады усилителя выполнены двyxтактными на комплемeнтарных парах транзисторов, что позволило сделать оба плеча симметричными относительно общего провода и получить более линейную амплитудную характеристику. Все транзисторы работают в режиме A, за исключением выходного каскада с плавающим смещением на входе (cyпер-А), которое задается схемой на элементах VT15-VT18, R38-R41, VD15, VD16. Это обеспечивает невыключающийся режим роботы оконечных транзисторов при их малом токе покоя.

Входной каскад выполнен по каскадной схеме (VТ1, VT3, VT2, VT4). Режим работы его транзисторов выбран так, что они не входят в режим отсечки или ограничения тока при действии на входе сигналов с амплитудой, в несколько раз превышающей номинальное входное напряжение даже при отключенной ООС. Этим он выгодно отличается от традиционного дифференциального каскада. Цепочка R19R18 C7 c частотой среза ≈ 90 кГц ограничивает усиление самых высокочастотных составляющих импульсных сигналов, предотвращая перегрузку и последующих каскадов усилителя. Благодаря этим мерам, а также высокому быстродействию за счет отказа от применения в каскадах транзисторов с общим эмиттером и коррекции по опережению (конденсаторы С5, С6), динамические искажения в усилителе отсутствуют, что особенно важно для устойчивой роботы системы с ПОС.

Напряжение ООС с выхода усилителя подается в точку соединения резисторов R11 и R12, которые вместе с R10 и R13 опpeделяют рабочий ток VT1 и VТ2. Одновременно R10 и R13 в составе делителей R14/R10C3 и R15/R13C4 задают передаточную функцию цепи ООС. Постоянная составляющая выходного напряжения поступает но эмиттеры входных транзисторов через R10R11 и R12R13, а не только через R14 и R15, поэтому глубина ООС по постоянному напряжению намного больше, чем по переменному, и осуществляется жесткая стабилизация постоянной составляющей напряжения но выходе УМЗЧ. Использование электролитических конденсаторов C3, C4 не приводит, как следует из измерений, к существенному увеличению искажений, так как они поляризованы постоянным напряжением около 4 В (переменная составляющая намного меньше), так что режим их роботы практически линеен.

Второй каскад на транзисторах VT5—VТ8, включенных по схеме ОК—ОБ, является буферным между двумя контурами МПОС. Диоды VD3—VD6 задают напряжение смещения на базах эмиттерных повторителей VT9, VТ10, а диоды VD7, VD8 защищают от слишком сильного его увеличения при неисправностях в усилителе или перегорании одного из предохранителей. Усилитель напряжения (VT11, VТ13 VT12, VT14) также выполнен по каскадной схеме. Напряжение питания первых каскадов около 21 B и задается стабилизатором (VТ23, VT24, VD17, VD18). Выходные транзисторы работают с малым током покоя, поэтому термостабилизации их не требуется.

Элементы частотной коррекции R19R18C7, R27C10, R22C8, R23C9 формируют АЧХ усилителя, обеспечивая его устойчивость при действии ООС. Одновременно R19 и R27 служат нагрузкой входного и буферного каскадов соответственно, а также нагрузкой петель МПОС, определяя их коэффициент усиления. B контурах МПОС использованы полевые транзисторы для минимизации собственных искажений контуров. Каждый контур МПОС – усилительный каскад с коэффициентом передачи около единицы, изменять который можно подстроечными резисторами R58 и R67. Непосредственным соединением выхода каскада с его входом осуществляется 100%-ная ПОС. Цепочки R57C15 и R66C16 корректируют АЧХ каскадов, улучшая точность компенсации на частотах звукового диапазона. Контуры МПОС подключают к основному каналу в узловых точках А, B и к общему проводу.

Рабочие точки транзисторов первых каскадов и контуров МПОС жестко стабилизированы высокоомными резисторами в их эмиттерных (истоковых) цепях. Этим достигается постоянство характеристик каскадов, подключенных к точкам А и B. Кроме того, транзисторы VTЗVT4 и VT27VT28, VT7VT8 и VT31VT32 —динамическая нагрузка друг для друга, a эмиттерные повторители VT5VT6, VT9VT10 и полевые транзисторы VТ25VT26 и VT29VТ30 обладают высоким входным сопротивлением, поэтому сопротивление нагрузки для петель МПОС определяется резисторами R19, R27 (на звуковых частотах). Благодаря этому удалось добиться высокой стабильности усиления в петлях МПОС, которое не зависит от температуры и не изменяется с течением времени.

Печатная плота разработана с учетом обычных требований. Блоки МПОС на транзисторах VT25—VT32 выполнены на двух отдельных небольших платах и в виде модулей и закреплены перпендикулярно плате основного усилителя вблизи узловых точек A и B.

B усилителе использованы резисторы типа МЛТ, подстроечные резисторы типа СПЗ-29М, конденсаторы К50-16 (С3, С4, С11-С14), К73-17 (С1, С2), КД1, КТ1 – остальные. Теплоотводы транзисторов VT21, VТ22 расположены вблизи элементов схемы плавающего смещения оконечного каскада для компенсации темперотурной не-стабильности тока покоя выходных транзи-cторов.

 

Налаживание

 

Нaлаживaние усилителя начинают с основного канала при отключенных от точек A и B контурах МПОС. В первую очередь следует убедиться в отсутствии паразитной высокочастотной генерации, в противном случае уточнить номиналы элементов частотной коррекции R18, С7-С10. Затем подстроечными резисторами R7, R20 с R31 установить нулевое напряжение но выходе усилителя и в узловых точках А и В соответственно. Проверить суммарное падение напряжения на парах диодов VD3VD4, VD5VD6, VD11VD12, VD13VD14, которое должно быть около 2 B. После этого проверить ток покоя выходных транзисторов VТ21, VТ22, который дoлжeн быть в пределах 20-3О мА. Величину его нужно установить подбором резисторов R38, R39, при которых искажения типа «ступенька» отсутствуют.

К выходу усилителя подключают эквивалент нагрузки сопротивлением 4-8 Ом и проверяют работу схемы плавающего смещения оконечной ступени. Для этого подключают осциллограф к базам VT19 и VT20 и на вход усилителя подают синусоидальный сигнал с частотой 100 Гц. Осциллограмма должна иметь вид пульсирующего напряжения (типа «выпрямленной» синусоиды) c амплитудой около 5 B при номинальном выходном напряжении и сопротивлении нагрузки 4 Ом. При увеличении сопротивления нагрузки или уменьшении входного сигнала эта амплитуда должна уменьшаться.

Проверяют прохождение через усилитель прямоугольных импульсов. Выбросы на осциллограммах выходного напряжения должны отсутствовать, в противном случае увеличивают емкость конденсаторов С5 и С6. На этом настройку основного канала можно считать законченной. Отметим, что уже базовый усилитель (без контуров МПОС) обладает достаточно высокими характеристиками.

 

Технические характеристики:

 

Номинальное входное напряжение: 0,3 B

Номинальная выходная мощность но нагрузке 4 Ом: 80 Вт

Номинальная выходная мощность но нагрузке 8 Ом: 40 Вт

Частотный диапазон при завалах на краях не более 0,5 дБ: 15 – 100000 Гц

Входное сопротивление: 50 кОм

Выходное сопротивление: 0 Ом (с контурами МПОС)

Коэффициент интермодуляционных искажений, не более: 0,005 %

Уровень шума (взвешенный): -105 дБ (с контурами МПОС)

 

Настраивают контуры МПОС, подключив их к схеме и установив движки R58, R67 в положение максимального сопротивления, т.е. минимального петлевого усиления контуров МПОС. Напряжение между стоком и истоком, полевых транзисторов должно быть не более 10 B (максимально допустимое для транзистора КП103), но и не слишком малым, в противном случае добиваются нужного значения подбором резисторов R51, R52, R60, R61. Желательно, чтобы комплементарные транзисторы были подобраны в пары с близкими значениями начального тока стока и напряжения отсечки.

Вход усилителя закорачивают, к выходу подключают акустическую систему (АС) или измерительный прибор, а сигнал от источника (генератора сигналов или источника музыкальной программы, боготой низко и высокочастотными составляющими) c высокоомным выходом подают в узловую точку B, имитируя сигнал искажений. Общий провод источника соединяют с общим проводом усилителя. Регулировкой R58 добиваются максимального ослабления сигнала на выходе усилителя. Подбором R57C15 улучшают подавление высокочастотных составляющих спектра сигнала.

Настроив первый контур МПОС, отключают его от точки А, а источник-имитатор искажений – от точки B. Выход имитатора подключают параллельно резистору R35 и настраивают второй контур МПОС аналогично первому. После этого вновь подключают первый контур МПОС и наблюдают дополнительное подавление сигнала.

На завершающем этапе проводят прямую проверку подавления НИ в усилителе. Достаточно измерить лишь коэффициент интермодуляционных искажений Qи так как при достаточно малых его значениях коэффициент гармонических искажений заведомо приемлем. B соответствии с методикой [3] на вход усилителя подают два синусоидальных сигнала с частотой 25 – 30 кГц и paзнocтью частот ≈1 кГц при одинаковой амплитуде, не превышающей половины номинальной, и оценивают уровень звука, воспроизводимого АС. При отключенных контурах МПОС можно расслышать очень тихий звук (соответствующий Qи = 0,005 %), который при их подключении полностью исчезает.

Для наглядной демонстрации подавления НИ можно временно увеличить нелинейность базового усилителя путем подключения цепочки из последовательно соединенных диода в проводящем направлении (например, Д9) и резистора сопротивлением 47 кОм параллельно резистору R9. При этом Qи базового усилителя возрастает примерно до 0,5 %, комбинационная частота становится отчетливо различимой, и можно более уверенно судить о ее подавлении при подключении контуров МПОС.

Из таких измерений следует, что каждый из контуров МПОС подавляет искажения не менее чем но 30 дБ, а оба они вместе – почти но 60 дБ, так что НИ всего усилителя измерить обычными методами невозможно из-за их крайне малой величины, а можно только оценить с учетом Qи базового усилителя, уменьшенного на три порядка, что дает фантастическую величину (Qи ≈ 0,00001 %).

Следует отметить еще одну положительную сторону применения МПОС в усилителе. Так как при прекращении действия общей ООС коэффициент усиления из-за действия ПОС стремится возрастать, то при задержках сигнала в цепи ООС контуры МПОС становятся фактически форсирующими корректирующими устройствами, которые ускоряют процессы в системе и уменьшают фазовый сдвиг между входным и выходным сигналами [4]. Благодаря этому улучшается качество переходного процесса, что также способствует уменьшению искажений.

Субъективное впечатление от работы данного усилителя трудно передать словами, нужно слышать чистоту и прозрачность его звучания. B этом отношении он не только не уступает ламповым усилителям, но и заметно превосходит их, не внося в звуковую картину практически ничего «от себя». Опыт его эксплуатации в течение 5 лет показал надежность конструкции, а периодические проверки – хорошую стабильность настройки и сохранение точности компенсации искажений в заданных пределах без дополнительных регулировок.

Печатные платы выполнены из фольгированного текстолита. Размер платы основного канала (рис.5) 150 x 105 мм, модулей МПОС (рис.6) 105 х 30 мм. После распайки всех деталей модули МПОС устанавливают на основную плату вдоль направлений, указанных стрелками на рис.1. Соответствующие печатные проводники плат соединяются согласно принципиальной схемы с помощью проволочных перемычек. Шины общего провода можно соединить с помощью проволочных растяжек, удерживающих платы во взаимно перпендикулярном положении.

Отключение и подключение контуров МПОС при настройке производится перемычками между узловыми точками A, Б и соответствующими точками модулей МПОС.

Для стерео усилителя платы основного канала и модулей МПОС имеют вдвое большую ширину – не 105, а 210 мм, и на них нанесены по два одинаковых рисунка.

Компоновке усилителя следует уделить особое внимание. Провода, соединяющие усилитель с блоком питания, должны быть максимально короткими и большого сечения. Особенно это касается провода, соединяющего шину общего провода печатной платы с «нулем» блока питания — точкой соединения конденсаторов фильтра. Если по каким-то причинам последнее требование невыполнимо, то «земляные» выводы конденсаторов С13, С14 лучше не соединять с общим проводом на плате, а, закоротив между собой, соединить с «нулем» блока питания отдельным проводом. K этому же месту подключаются и провода от акустических систем, как показано на рис.7.

Качество компоновки стереоусилителя легко проверить, нагружая один его канал 4-омным эквивалентом нагрузки и подавая на вход этого канала меандр с частотой 2000 Гц, а контроль проводить по АС второго канала, вход которого закорочен. При правильной компоновке сигнала с частотой меандра в АС не должно быть. Если это не так, значит, имеются паразитные связи через общее сопротивление в цепях питания или через электромагнитные поля. B этом случае следует как можно дальше разнести провода,  идущие от выходов каналов к акустическим системам, изменить взаимное расположение проводов, уточнить расположение «нуля» блока питания.

Автор проекта: Матюшкин В.П., г. Дрогобыч, Львовская обл.