Об авторе:
Эрно Борберли (Erno Borberly) проработал в европейском отделении National Semiconductor более 20 лет. Он был менеджером по техническому обучению, работал консультантом в области развития людских ресурсов. В 1961 году он получил степень магистра электронной техники в Норвежском Технологическом Институте и семь лет отработал в Норвежской Радиовещательной Корпорации., разрабатывая профессиональное аудиооборудование, на основе как ламповых, так и полупроводниковых схем.. В 1969 году он переехал в США и стал главным инженером в компании Dynaco. В 1972 году, работая в Dynaco, он разработал каскодный выходной каскад для усилителя мощности Stereo 400 и схему Dynatune для УКВ-тюнера FM5, получив на него патент США.
С 1973 по 1977 год он работал в компании Motorola, как главный разработчик и менеджер. Там он разрабатывал усилители мощности, малошумящие предусилители и УКВ-тюнеры. Некоторая часть этой работы пришлась кстати, когда в 1978 году он присоединился к компании Дэвида Хафлера в качестве главного инженера. Г-н Борбели разработал предусилитель DH101 и усилитель мощности DH200, где первым использовал MOSFET-ы (полевые транзистор с изолированным затвором ) в США.
Закончив работу в National Semiconductor, Эрно Борбели и его жена Ирэна организовали Borbely Audio, выпуская высококачественные наборы для самостоятельной сборки (KIT) для взыскательных пользователей. С 1982 года он публикует свои проекты в Audio Amateur / Audio Electronics, Speaker Builder, Glass Audio и audioXpress.
JFET-ы: Новый Рубеж
(популярно о полевых JFET-транзисторах и их применении в аудиосхемах)
Часть 1
Как известно, перед большинством своих клиентов, я отстаивал преимущества полевых транзисторов в целом и JFET-ов в частности, особенно для схем, работающих с низким и средним уровнем сигнала. JFET-ы обеспечивают чрезвычайно высокое разрешение с подробной детализацией. Они звуча более чисто, четко и более естественно, чем лучшие биполярные транзисторы, такие как LM394 и даже лучшие лампы, такие как Telefunken. В целом, я считаю, что JFET-ы предлагают лучший звук в аудиосхемах.
Я работаю с JFET-ами с середины 70-х, когда разрабатывал низкоуровневые модули усилителей в Motorola. Однако, в то время они не были конкурентоспособны с лучшими биполярами. В начале 80-х на рынке появились первые действительно малошумящие устройства с высоким уровнем мощности. С тех пор я стал использовать эти устройства во входных каскадах практически всех своих проектов. Тем не менее, я использую и биполярные транзисторы во входных каскадах, но главным образом потому, что они предполагают более простые решения.
В выходных каскадах всегда применяются MOSFET (МОП) транзисторы из-за относительно высокого тока, требуемого на этом этапе усиления. Постоянно стремясь к улучшению звучания я регулярно пересматриваю свои проекты, изменяя топологию усилителей, а также используя более совершенные компоненты, что приносит значительные улучшения. Тем не менее, я впервые добился реального прорыва, когда начал использовать в усилителях преимущественно JFET-транзисторы. Я считаю, что было бы лучше использовать только JFET на всех этапах аудио цепи. Однако, из-за ограничений по мощности практически невозможно использовать их в мощных выходных каскадах. Здесь в обозримом будущем будут править МОП-транзисторы.
Несмотря на дугообразность своих характеристик и относительно высокую входную емкость, JFET-ы довольно просты в использовании, и вы, как любитель, сможете сами разработать большинство каскадов низкоуровневого усиления для аудио схем. Подобно единственному ламповому триоду или пентоду, один JFET может справиться с задачей линейного усиления, но его еще и значительно проще подключить (!). Вы также можете организовать каскад фонокоррекции по однотактной схеме (SE) только на двух JFET-транзисторах, остальное зависит от вашего воображения. Теперь нужно сказать, что я надеюсь, что данное введение послужит возбуждением вашего аппетита к «новым рубежам» усиления звука.
JFET-ы
Полевые транзисторы (FET) находятся на службе у техники уже в течение довольно длительного времени, но на самом деле они были изобретены, по крайней мере теоретически, еще перед биполярными транзисторами. Основной принцип полевого транзистора известен с момента опубликования в 1930 году американского патента Дж. И. Лилиенфельда, а Оскар Хейл в британском патенте 1935 года описал возможность контроля сопротивления в полупроводниковом материале электрическим полем. Несколько других исследователей описали аналогичные механизмы в 40-х и 50-х годах, но только в 60-е годы достижения в области полупроводниковых технологий позволили довести до практической реализации все эти идеи.
Junction Field-Effect Transistor (JFET) – полевой транзистор с управляющим переходом. Он состоит из канала полупроводникового материала, через который протекает ток. Этот канал действует как резистор, а ток через него управляется напряжением (электрическим полем), приложенным к его затвору. Затвор – управляющий электрод, представляет собой pn-переход, образованный вдоль канала. Основное различие между биполярным транзистором и JFET-ом в том что ток затвора у JFET-а равен нулю, тогда как через базу биполярного транзистора для управления основным током должен протекать управляющий ток. Таким образом, JFET является устройством с высоким входным сопротивлением, а биполярный транзистор обладают сравнительно низким импедансом.
В зависимости от легирования полупроводникового материала получают так называемый материал N-типа или P-типа, и это приводит к N-канальным или P-канальным типам JFET-ов. Условное обозначение N-канального JFET-а показано на рис.1А. Три «электрода» называются З, С и И, – затвор, сток и исток, соответственно. Выходная вольт-амперная характеристика для N-канального JFET-а с затвором, закороченным на исток (то есть Vзи = 0), показана на рис.1Б.
Область характеристики делится на два участка. Сначала «резистивный» – область ниже напряжения насыщения (Vнас.), где увеличение Vси приводит к почти линейному увеличению тока стока (Iс). Выше Vнас увеличение Vси не приводит к дальнейшему увеличению Iс, и характеристика выравнивается, образуя область «насыщения». Иногда эти две области также называются «триодными» и «пентодными» областями.
Вы можете использовать JFET как резистор, управляемый напряжением или как низкоуровневый переключатель в триодной области, также как усилитель в пентодной области. Как вы видите, N-канальный JFET проводит максимальный ток при Vзи = 0V. Если вы прикладываете отрицательное напряжение к затвору, это уменьшает ток в канале и вы получаете семейство выходных характеристик, как показано на рисунке 2 A.
Таким образом, JFET состоит из канала полупроводникового материала, вдоль которого может протекать ток, и этот ток определяется двумя напряжениями: Vси и Vзи. Когда Vси больше Vнас., ток зависит только от Vзи. Поскольку Vзи прикладывается к переходу с обратным смещением, ток затвора чрезвычайно мал. В этом отношении N-канальный JFET аналогичен ламповому пентоду и как пентод может быть использован в качестве усилителя.
P-канальные JFET-ы ведут себя аналогичным образом, но направления тока и напряжения у них обратной полярности. P-канальный JFET не имеет подходящей аналогии с электровакуумными приборами.
Крутизна
Как уже упоминалось ранее, вы можете использовать JFET в качестве усилителя в области насыщения. Здесь Vси мало влияет на выходные характеристики, а напряжение затвора (Vзи) управляет током канала – Iс. В такой ситуации удобно описывать работу транзистора, как зависимость Iс от Vзи, то есть, рисуя кривую крутизны. На рисунке 2Б показаны кривые крутизны для типичного малошумящего, JFET-транзистора с высокой крутизной, 2SK170 (Toshiba). Ток стока, как функция Vзи определяется по формуле:
Ic = Ic0 (1 – Vзс / Vотс.)²
Vотс. – это напряжение отсечки затвора, определяется как пороговое напряжение затвор-исток, при котором Ic снижается до очень низкого значения, например – 0,1 мкА. Формула показывает, что кривая крутизны имеет квадратичную форму. Это означает, что если вы знаете Ic0 и Vотс., вы можете нарисовать кривую крутизны для любого JFET-транзистора. Крутизна Gm определяется по наклону кривой путем дифференцирования Ic по отношению к Vзи:
Gm = dIс / dVзи = -2Iс0 / Vотс. (1 – Vзи / Vотс.)
Крутизна Gm становится равна -2Iс0 / Vотс., когда кривая крутизны пересекает ось Y (Vзи=0). Это значение, обычно фигурирует в основных справочных данных. Обратите внимание, что для 2SK170 на рисунке 2Б имеется пять различных кривых крутизны. Это указывает на наличие диапазона тока Ic для различных экземпляров из-за производственного разброса параметров.
Также обратите внимание, что в месте пересечения с осью Y кривая крутизны останавливается. Это связано с тем, что затвор pn-перехода получает смещение в прямом направлении при положительном Vзи для N-канального и отрицательном для P-канального JFET-а и через затвор начинает протекать ток (ток затвора). Это аналогично ситуации в электровакуумных приборах (лампах), когда сетка имеет положительный потенциал – возникает сеточный ток. Конечно, pn-переход в кремнии не осуществляется до того, как прямое напряжение достигнет 0,6-0,7 В, поэтому можно без опаски прикладывать несколько сотен мВ и в прямом направлении без каких-либо побочных эффектов. Вообще, JFET-ы часто работают с обеими полярностями напряжения на затворе. С током затвора, например, работают радиопередатчики.
Изменение крутизны является не только вопросом допусков, связанных с изготовлением, но также зависит от температуры, что, в свою очередь, связано с двумя различными эффектами:
- По мере увеличения температуры подвижность носителей заряда в канале уменьшается, что приводит к увеличению сопротивления канала и, следовательно, к уменьшению Ic.
- С другой стороны, барьерный потенциал затвора pn-перехода уменьшается примерно на 2,2мВ/°С, что приводит к увеличению Ic.
На кривой крутизны есть точка, где эти два эффекта компенсируют друг друга, а температурный коэффициент (tempco) обращается в нуль. Очевидно, что если вам требуется низкий дрейф параметров – JFET должен работать именно в этой точке. Вычислить нулевую точку температурного коэффициента можно по следующей формуле:
Vзи = Vотс. + 0,63V
Типовые кривые крутизны для двух разных JFET-транзисторов с высоким и низким напряжением отсечки показаны на рисунках 3A и Б, соответственно. Из графиков видно, что точка температурной стабильности находится ниже при высоком Vотс., соответствуя меньшему току Ic, чем у JFET-а с меньшим Vотс., где она соответствует более высокому току стока. Если абсолютное значение Vотс. близко к 0,6 В, то точка с нулевым tempco близка к Ic0.
Точка смещения
Как показано на рис. 2Б, JFETы имеют относительно широкий диапазон кривых крутизны, но для работы JFET-а в качестве линейного усилителя необходимо иметь четко определенную рабочую точку. Типичный каскад усиления с общим истоком показан на рисунке 4 A. Предположим, что напряжение питания равно 36 В, и выбран нагрузочный резистор Rн = 10 кОм. Что произойдет, если применить обычный JFET, такой как, например, 2SK170?
На рисунке 4Б показаны пять кривых крутизны для 2SK170 с Ic0 между 2,1 мА и 10 мА. Если взять один из них наугад без резистора в истоке Rи, фактический ток стока Ic0 будет иметь разброс значений. При Ic0 = 2,1 мА падение напряжения на Rи составит 21 В, т.е. сток (выход) будет иметь потенциал 36 – 21 = 15 В. Это может быть не оптимальным с точки зрения достижения максимального уровня сигнала на выходе при минимальном коэффициенте нелинейных искажений (THD), но все будет работать.
Для иллюстрации, я нарисовал нагрузочную линию для резистора 100 Ом в характеристиках крутизны. Диапазон токов стока теперь ограничен между 1 мА для устройства Ic0 = 2,1 мА и около 2,6 мА для экземпляра с Ic0 = 10 мА. Напряжения стока будут 36 – 10 = 26 В и 36 – 26 = 10 В соответственно. Это слишком большие изменения с точки зрения THD и максимально-достижимой амплитуды колебаний, но по крайней мере, нет никакого насыщения для любого из транзисторов.
К счастью, JFET поставляются с гораздо более узкими диапазонами Ic0, что облегчает жизнь с точки зрения получения надлежащего смещения. 2SK170, например, подразделяется на 3 группы по Ic0: «GR»: 2,6-6,5 мА, «BL»: 6-12 мА и группа «V»: 10-20 мА. Если вы примените экземпляр из группы «GR» с Rи = 100 Ом, то Ic будет варьироваться от 1 до 2 мА, что почти приемлемо.
Лучшим решением, конечно же, является подбор компонента для конкретного применения. Предположим, вы хотите создать однотактный усилитель на JFET-ах с пассивной цепью фонокоррекции RIAA. Вы решили использовать 2SK170. Чтобы максимально снизить уровень шума в цепи, вы должны использовать 2SK170 без Rи, то есть с током покоя равным Ic0. Кроме того, вам требуется сравнительно высокий выходной ток, чтобы иметь возможность правильно управлять пассивной цепью коррекции RIAA. Если взять, скажем, 5 мА, то нужно будет дополнительно отобрать транзистор из группы «GR». Но как это сделать? Очень просто!
Тестирование JFET-ов
На рисунке 5 показана простая схема, с помощью которой вы сможете отбирать JFET-ы, а также, если необходимо, сравнивать их. Для измерения основных параметров транзистора, тестер подает ток в цепь исток-сток или замыкает исток на землю. В положении 1 исток подключается к напряжению -10 В через резистор 1 МОм. Через исток начинает течь ток примерно 10 мкА, по которому можно определить точку отсечки для JFET-а. (В справочниках обычно указывают более низкие значения, но реальные измерения дают нам более реальные значения.) Вольтметр как раз показывает напряжение отсечки – Vотс..
Следующие две позиции измеряют Vзи устройства при заданных токах стока. Эти позиции дают практические показания для проектировочных целей, но вам нужно будет выбрать источники постоянного тока с нужным значением. Когда выключатель (кнопка) замыкает исток на землю – измеритель тока показывает Ic0. Если вам нужно измерить только Vотс. и Ic0, вы можете смело пользоваться источником питания -10 В через резистор 1 MОм, который даст вам Vотс., а затем замкнуть исток на землю с помощью кнопки для считывания Ic0.
Если вы тестируете устройства с P-каналом, вы должны изменить полярность напряжения питания и стабилизирующих ток диодов. Обычно я тестирую сразу большую партию (скажем, 100 шт. каждого типа) и сортирую их по Ic0.
Некоторые практические измерения
Как уже упоминалось ранее, кривая крутизны имеет квадратичную форму, и если вы хотите применить устройство с такой характеристикой для усиления аудиосигналов, оно создаст гармонические искажения. Истинная квадратичная кривая будет генерировать только две гармоники, однако идеальное устройство трудно создать. На практике, также генерируются некоторые более высокие гармоники. Опять же, в этом отношении существует близкое сходство с вакуумными приборами. Глядя на кривую крутизны, вы можете легко увидеть, что она более линейна вблизи оси Y. Чем дальше от нее, тем кривизна выше, поэтому, с точки зрения линейности, предпочтительно использовать JFET-ы с более высоким Ic0.
На рисунках 6A и 6Б показаны характеристики крутизны для двух JFET-ов, которые я использую во многих моих усилителях. 2SK170 – устройство с высокой крутизной низким Vотс. и 2SK246 – с меньшей крутизной и более высоким Vотс..
Я выбрал 2SK170 с Ic0 = 6.2 мА и 2SK246 с Ic0 = 5.6 мА, чтобы проиллюстрировать разницу в работе с очень близкими значениями Ic0. Запирающее напряжение затвора составляет приблизительно 0,45 В для 2SK170 и 2,75 В для 2SK246. Чтобы управлять ими в самой линейной части характеристики, я выбрал точки смещения: Vзи = 0,1 В, Ic = 3,8 мА для 2SK170 и Vзи = 0,5 В, Ic = 4 мА для 2SK246. Такие смещения обеспечиваются резисторами Rи = 27 Ом и 125 Ом соответственно.
Наиболее очевидное различие между двумя этими JFET-ами заключается в максимальной амплитуде управляющего напряжения, которым можно на них воздействовать. 2SK170 допускает примерно ±0,1 В в пике до того, как затвор станет положительным, а 2SK246 имеет диапазон ±0,5 В! Естественно, я мог бы сдвинуть рабочую точку дальше по кривой, чтобы увеличить диапазон, но в конечном счете я достиг бы другой критической точки, где затворы отсекаются Vотс..
Здесь нужно понимать, что JFET-у с высоким Vотс. доступен более широкий диапазон входных амплитуд, чем с низким. Другие очевидные различия связаны с диапазоном выходного сигнала и коэффициентом усиления. При напряжении затвора ± 0,1 В ток стока изменяется от 1,8 до 6,2 мА для 2SK170. С резистором стока Rс = 4,7 кОм это приводит к размаху на выходе 29,14 В – 8,46 В = 20,68 В пик-пик. Тогда коэффициент усиления составит 20,68 / 0,2 = 103,4, что составляет 40 дБ. Выходной диапазон для 2SK246 – от 2,5 мА до 5,6 мА. При использовании такого же нагрузочного резистора Rс = 4,7 кОм выходное напряжение будет 26,32 – 11,75 = 14,57 В пик-пик. Коэффициент усиления 14,57 / 1 = 14,57 раз, т.е – 23,38 дБ. Следовательно, устройство с высоким Vотс. имеет более низкий коэффициент усиления, чем с малым Vотс..
Когда высшее – это ниже
Конечно, это объясняется реальной крутизной и для 2SK170 Gm = -2Ic0 / Vотс. = 27,55 мс. Коэффициент усиления равен Gm × Rс, что дает 127 раз. Это немного превышает графический анализ. Объяснением служит то, что крутизна Gm, определяется в точке, где кривая пересекает ось Y, которая всегда выше рабочей точки, а кривая не является прямой линией, по факту обеспечивая выходные колебания с амплитудой отличной от расчетной.
В любом случае этот быстрый расчет дает вам разумную отправную точку, при помощи которой можно сконструировать схему. Соответствующий Gm для 2SK246 равен 4 мс, поэтому очевидно, что коэффициент усиления также будет намного другим – 19,14, т.е. 25,63 дБ. Опять же, это приводит к более высокому значению, чем графический анализ. Теперь о некоторых реальных схемах и измерениях искажений (THD). На рисунках 7 А и 7 В показаны два усилителя с 2SK170 и 2SK246. У 2SK170GR был Ic0 5,5 мА и я работал с ним сначала при Rи = 0 и Rс = 3.3 кОм. Это дало мне прирост в 36,4 дБ и полосу пропускания более 400 кГц. Данные по THD показаны в первом столбце Таблицы 1.
В столбце 2 – то же устройство, 2SK170GR, но на этот раз с Rи = 50 Ом. Это уменьшает ток стока до примерно 2,5 мА, поэтому я увеличил сопротивление в стоке до 8,2 кОм, чтобы иметь те же режимы, что и раньше. THD уменьшился примерно на 6 дБ. В столбце 3 показан усилитель на 2SK246BL, работающий при Ic = 5,1 мА и Rи = 100 Ом, Rс = 4.7 кОм. Выходной уровень сигнала теперь немного ниже половины напряжения питания, поэтому по амплитуде выход ограничен. Но THD довольно низок. Опять примерно на 6 дБ ниже предыдущей схемы.
Схема с 2SK170GR, по-видимому, популярна для входных каскадов фонокорректоров, и многие из них распространены в интернете. Rс обычно отсутствует для достижения минимального шума. Однако даже без Rс шум одного 2SK170 недостаточно мал для MC-головок. Чтобы добиться более низкого уровня шума, вы можете параллельно использовать несколько таких транзисторов. Удвоение JFET-ов с сопоставимым Gm снижает шум примерно на 3 дБ.
Я подключил четыре 2SK170 параллельно, чтобы показать, как это работает (рис.8). Каждое устройство имело Ic0 приблизительно 15 мА, а токи стоков при Rс = 6,8 Ом составляют 10 мА каждый. При Rи = 511 Ом сток имеет напряжение 14,8 В постоянного тока. Коэффициент усиления – 34 дБ, а частотный диапазон – 360 кГц. THD для этой схемы показан в столбце 4 Таблицы 1. Помните, что эта схема работает при очень низких уровнях, где THD действительно низок. Эквивалентный входной шум также является достаточно низким – приблизительно 100 нВ в полосе пропускания 20 кГц. Неплохо для простой схемы! Почему бы не попробовать?
Входная емкость
Как упоминалось ранее, JFET-ы имеют относительно высокую входную емкость, что может быть важным расчетным фактором. Подобно лампам и биполярным транзисторам, JFET-ы также имеют межэлектродные емкости, которые влияют на их частотную характеристику, когда он используется в качестве усилителя. Две емкости, которые важны для аудио схем, это – Ci и Cr.
Ci называется входной емкостью, а Cr – проходная емкость затвор-сток (емкость Миллера). Типичным значением Ci для 2SK170 являются 30 пФ и 9 пФ для 2SK246. У устройств с высоким Gm гораздо более высокая входная емкость, чем c низким Gm. Cr – 6 пФ и 2.5 пФ, соответственно. Cr кажется относительно низкой, но это именно та емкость, которая доминирует над входной емкостью усилителя благодаря эффекту Миллера.
Входная емкость обычной схемы на JFET с общим истоком, такой, как была показана на рисунке 7, но с Rи = 0, определяется по формуле: Cin = Ci – Av × Cr, где Av – коэффициент усиления по напряжению данного каскада. Обратите внимание, что каскад с общим истоком инвертирует фазу, поэтому отрицательное значение Av делает Cin положительным числом. Поскольку Av может быть достаточно большим, входная емкость каскада также может быть очень высокой.
Я измерил входную емкость для усилителя с рисунка 7, как с Rи, так и без него. Без Rи емкость оказалась более 600 пФ! При Rи=100 Ом входная емкость упала до 127 пФ, из-за местной обратной связи через Rи. Чтобы оценить значимость этого, предположим, что сигнал на наш усилитель подается через регулятор громкости 100 кОм. Для входной цепи этого усилителя максимальный выходной импеданс источника будет равен 25 кОм, при среднем положении регулятора громкости. Если теперь определить точку -3 дБ фильтра нижних частот, образованного потенциометром и входной емкостью 600 пФ, мы обнаружим, что это около 10 кГц! Так что если использовать 2SK170 без Rи, безусловно, требуется применить регулятор громкости с номиналом менее 100 кОм.
Спасительный Каскод
Существует еще один способ уменьшить входную емкость усилителя. Каскодное соединение было изобретено еще в эпоху ламп, но также широко использовалось и с биполярными транзисторами. Одним из преимуществ каскодирования, если вы помните, как раз является уменьшение входной емкости, что упрощает проектирование высокочастотных схем.
Для исследования я собрал две схемы (рис.9). Верхнему JFET-у требуется напряжение смещения, и это легко обеспечить, соединяя его затвор с истоком нижнего JFET-а. (Разумеется, вы также можете сформировать это смещение делителем напряжения питания, как обычно это делается в ламповых каскадах.) Для верхней позиции я использую JFET с высоким Vотс., так что нижний JFET имеет достаточное напряжение чтобы оказаться в области насыщения.
Входная емкость схемы на рисунке 9А составляет приблизительно 160 пФ, поэтому каскодирование действительно уменьшает входную емкость. Дальнейшее снижение достигается за счет добавления местной обратной связи благодаря Rи (рис. 9Б). Входная емкость теперь снижена до 50 пФ. При такой низкой входной емкости больше не возникает опасности создания фильтра нижних частот в связи с регулятором громкости.
Само по себе, наличие входной емкости еще недостаточно, т.к. ее размер зависит от напряжения, что в определенных случаях может вызвать искажения. Графики на рисунках 10 и 11 иллюстрируют справочные данные зависимостей емкостей Ci и Cr от напряжений исток-сток и затвор-исток соответственно у 2SK170. В зависимости от отклонений входного/выходного сигнала вы получаете емкостную модуляцию, и это может вызвать искажения полезного сигнала. Все же, это проявляется в основном, когда вы используете схему с большим сопротивлением в истоке (Rи). Я протестировал схему, описанную в столбце 1 и столбце 2 таблицы 1 с различными Rи и не заметил существенного увеличения THD до 50 кОм в истоке. Однако, когда некаскодная схема была доведена до 500 кОм в нагрузке, THD увеличился примерно на 6 дБ. Каскадированная же схема не показала значительного увеличения при любом импедансе в истоке до 500 кОм. Чтобы гарантированно избежать проблем с модуляцией емкости, я рекомендую вам использовать регулятор громкости не более 50 кОм. (Разумеется, вероятно, вы итак будете использовать не более 50-и, из-за повышенного шума при более высоком импедансе.)
Обратите внимание, что во всех представленных схемах задействованы только два разных JFET-транзистора, в то время как их тысячи. Кроме того, я использовал их только для иллюстрации и, хотя они работают, как описано, я не пытался их оптимизировать для какого-либо конкретного конечного устройства.
Во второй части этой статьи речь пойдет о дифференциальных топологиях.
Благодарность
Я искренне благодарю Уолта Юнга из Analog Devices, который любезно прочитал рукопись и предоставил ценные комментарии и предложения. Также благодарю наших клиентов: доктора Юргена Сайле (Германия), Реза Хабиби из Electro Concept Services (Франция) и Винфрида Эбелинга из Crystal Audio Research (Германия), за ценные отзывы, комментарии и предложения по всей программе развития темы FET.
Эрно Борбели
Эта статья была первоначально опубликована в журнале Audio Electronics, №5 1999г.
Технический перевод: Антон Мельников, CleverAudio.
